第4章
合理设置三极管的工作状态：小目标

基区的国王之所以能够从“幕后”控制发射区的兵力，是因为存在合理的偏置电路能够使三极管处于放大状态，继而赢得战争的最终胜利。然而，偏置电路是由阅读本书的你所提供的。无论三极管内部燃起了多大的“战火”，它们都是在你设定的规则下进行的（当然，基区的国王并不知道，还以为主宰这个世界的是自己），其实你才是真正的大赢家。然而，并不是每个人都擅长于设定规则，不深谙此道的初学者稍不留神可能就会铩羽而归，因为三极管除了放大，还有其他3种将令你永远无法凯旋的状态，即截止（Cut-Off）、饱和（Saturation）和倒置/反向放大（Reverse-Active）。

当直流电源VBB反向施加在三极管的发射结而使其不导通时，基极电流IB是非常小的（可以近似认为是0），发射区能够注入到基区的电子会非常少。尽管集电结仍然还是反向偏置的，但是能够从基区吸附过来的电子也很少，这样就会导致集电极电流IC也非常小，三极管B-E和C-E之间均呈现高阻状态，输入与输出回路都是不导通的，我们称此时的三极管处于截止状态，如图4.1所示。

当然，就算你连接的VBB是正向偏置的，由于发射结都有一定的死区电压Vth，如果施加的正向偏置电压不足以使发射结导通，那么IB也会非常小，三极管也将处于截止状态，如图4.2所示。

综合以上两种情况，我们把三极管发射结的正向压降小于死区电压Vth，而集电结仍然处于反偏状态时的工作区域称为截止区，可使用下式表达：

VBE<Vth，VCE>VBE 　（4.1）

有人不耐烦地说：哎呀，好了，知道了，我按你给的电路图提供VBB=5V的电源不就行了嘛！但是这还远远不够，如果电阻RB的取值不适当也可能会出问题。例如，RB的阻值选得非常大，这样尽管你有5V的电源，但由此产生的IB仍然可能会非常小，也有可能会导致三极管进入截止区，因为输入回路同样是不导通的。

相反，如果RB的阻值选择得过小，三极管也有可能无法进入放大状态，因为此时的IB会非常大，经过三极管放大后的IC也会非常大，所以电阻RC两端的压降也就很大了，继而导致三极管C-E之间的压降VCE非常小。从输出回路来看，VCE就等于电源VCC减去电阻RC两端的压降，电阻RC两端的压降越大，VCE自然就会越小。一旦VCE下降到比VBE还要小时，三极管已经不在放大状态了，因为集电结已然不再是反向偏置的了，如图4.3所示。

我们把三极管的发射结处于正偏，而集电结也处于正偏时对应的工作区域称为饱和区，可使用下式来表达：

VBE>Vth，VCE<VBE 　（4.2）

为什么称为饱和呢？三极管（处于放大状态）对基极电流IB的放大可以理解为集电极从电源VCC吸入不同电流的过程。例如，IB上升时，IC也会相应上升，这就相当于集电极吸入更多的电流。而当IB下降时，相当于集电极吸入比较小的电流，而这种吸入不同电流的能力是通过改变三极管C-E之间的压降VCE获得的。当三极管处于饱和状态时，就算你再提升IB，相应的IC也不再有很大的变化，因为电源VCC几乎已经全部施加在电阻RC的两端了，相应的IC也已经达到了最大值，就像已经吸满水的海绵一样，它没有办法再吸水了，如图4.4所示。

三极管处于饱和状态时，其C-E之间的压降VCE是很小的，所以无法根据基极电流IB的变化（通过改变VCE）从电源VCC吸入不同的集电极电流IC。此时，IC与IB不再是比例变化的关系，这样三极管也就脱离了放大区。我们把三极管处于饱和状态时C-E之间的压降称为饱和压降，用符号VCE（sat）表示，其中“sat”就是饱和的意思。小功率三极管的VCE（sat）一般小于0.4V，大功率三极管的VCE（sat）为1～3V。

当然，你可能会想：那就提升RC的阻值限制一下集电极电流吧，这样应该就可以避免三极管进入饱和区了。很遗憾，你的修改思路是错误的，这个时候更不应该再提升RC的阻值了，因为三极管已经饱和了，再提升RC就会进入深度饱和状态了。

又有人说：那就把电阻RC的阻值改小点呗！但如果你只是单纯地调整RC，而不把基极电流IB降下来，偏置电路同样也无法让三极管处于相对合理的状态。

也就是说，在选定两个供电电源之后，关键是怎么样选择合适的电阻RB与RC，这两个电阻存在的目的就是限制流过相应电极的电流。我们把基极串接的限流电阻RB称为基极电阻，而把集电极串接的限流电阻RC称为集电极电阻。当然，如果以后你看到发射极串接了一个电阻，也可以把它称为发射极电阻。

换句话说，不要以为按照图3.5所示的电路依葫芦画瓢给三极管连接电阻跟电源就完事了。虽然从理论上来讲能够满足“发射结正偏，集电结反偏”的条件，但是如果RB与RC的阻值选得太过离谱，也会让三极管无法进入放大状态。退一万步来讲，就算你碰巧让三极管真的处于放大区了，而在实际应用中，基极电流总是变化的。所以，很有可能当基极电流比较大的时候三极管就进入饱和区了；而当基极电流比较小的时候三极管又进入截止区了。而我们设计放大电路的目标是：无论输入电流的变化是最大值还是最小值，承担电流放大任务的三极管始终都应该是处于放大状态的。因此，在设计三极管的偏置电路时也需要仔细分析，不是想当然就可以的，弄得不好就会很容易进入饱和或截止状态。本来基极电流是呈正弦波变化的，经过放大后集电极电流交流分量也应该是呈正弦波变化的，让你这么一摆弄，输出可能就面目全非了，如图4.5所示。

这还能叫作信号放大吗？我们把这种输出信号没有按输入信号进行比例放大的现象称为信号或波形失真（Waveform Distortion）。通俗地说，就是失去了原来真实信息的信号。

所以，对于现阶段的我们，还不到将电子产品中看似神秘的三极管放大电路的工作原理弄明白的时候，得一步一步来，先定一个小目标，想尽一切办法（通过选择合适的电阻RB与RC）给三极管提供合适的基极与集电极电流。

那我们具体应该怎么做呢？RB与RC的组合有千千万万，怎么才能够保证你的选择是合理的呢？前面已经提到过三极管的整个放大过程，也就是发射结电压的变化引起基极电流的变化，最后控制集电极电流变化。那么，有一种思路比较简单，那就是：对输入变化的电流进行放大，本质上就是对某一个范围内的电流进行放大。例如，我们要对最大值为50μA的电流进行放大，那肯定需要对10μA、20μA、30μA、40μA直至50μA的电流值都能够分别进行放大。当然，你也可以更进一步细分，如1μA、2μA、3μA直至50μA，而正常放大后的电流波形应如图4.6所示。

行！那我就按图4.7所示的电路搭建一个新电路，电阻的参数由你自己定。如果走运的话，可能参数合理，也有可能根本不能用，但是没有关系，我有办法让这些参数最后调整到相对合理的状态。

为了数据计算的简便，这里我们假设三极管的共射电流放大系数β=100，电源VCC=12V，发射结死区电压及正向导通压降均为0V，并且通过调整电源VBB（0.1～6V）获得一定范围内变化的基极电流IB（本例需要的IB最大值为50μA）。

接下来分两个步骤进行操作，先来确定基极电阻RB的阻值。我们将其设置为1kΩ～1MΩ之间的一些阻值来测试IB是否在正常范围内，如1MΩ、100kΩ、10kΩ和1kΩ，先确定一个大致的阻值，后续有需要再微调。

从输入回路可以得到IB的表达式如下：

式（4.3）中已经假设VBE=0V，将已知的数据代入后可得到相应的IB，如表4.1所示为不同RB对应的IB。

从表4.1中的数据可以看到，当RB=1MΩ且VBB从0.1V到6V变化时，IB的变化量太小，其最大值还没有超过10μA。而我们需要IB的最大值为50μA，所以1MΩ的电阻RB显然不太适合，原因就是RB过大而导致IB过小的。

当RB=100kΩ时，IB还是比较合适的，它的变化范围包括了50μA，可以考虑使用；当RB=10kΩ时，也还是可以用的，毕竟IB的变化范围也包括了50μA，尽管变化量有些大，但我们现在都还只是“菜鸟”，暂时还找不到充分的理由认为它不合适，所以也可以考虑使用它，宁枉勿纵嘛；当RB=1kΩ时，很明显就不太适合了，IB的变化量实在是太大了，VBB电压改变一点点就超过100μA了，所以不考虑使用。

也就是说，到目前为止，我们认为经过第一次的数据计算后，RB为100kΩ或10kΩ都算是可以使用的，那么这两个阻值哪一种最好呢？我们再分析集电极电阻RC的取值情况。

当RB=100kΩ时，集电极电阻RC该如何确定呢？我们使用老办法，将其设置为1kΩ～1MΩ之间的一些阻值，还是取1MΩ、100kΩ、10kΩ和1kΩ，同样可获得相应的数据，如表4.2所示为RB=100kΩ时相应的计算数据。

有些人一看到数据表格就晕了，其实很简单。由于我们假设RB=100kΩ，所以IB的数据都是一样的，而三极管的电流放大系数也是一样的（100），所以IC也都是一样的。我们唯一要做的工作是：根据输出回路计算三极管C-E之间的压降VCE，也就是电源VCC减去电阻RC两端的压降，即

VCE=VCC-IC·RC 　（4.4）

大家注意表格中字体加粗的数据，它们都是带负号的。我们的供电电压是+12V，理论上不可能出现负电压，这到底是什么情况呢？实际上，出现负电压就表明此时RB与RC的阻值配置已经使三极管进入了饱和区。原因不外乎有两种：不是因为IC太大，就是因为RC太大。因为这两个值的任意一个太大，电阻RC两端的压降就会变大，很容易就会使VCE非常小，继而使集电结处于正偏状态，从而使三极管进入饱和区。

例如，当IC=100μA时，虽然电流值并不大，但是当RC的阻值为1MΩ时，它们的乘积就是100V，有点吓人吧。同样，当RC=10kΩ时，虽然阻值并不是很大，但是部分集电极电流已经达到数毫安，所以两者的乘积有些已经超过12V了。

之所以计算出负电压，是因为我们假定三极管是处于放大状态的，而事实上却可能并非如此，因为电阻RC两端的压降即便是满打满算的，“撑死”也就只有12V，而VCE最小也不可能低于0V。

从这4组数据可以看出，在IB一定的情况下，如果RC的阻值越大，则三极管越容易进入饱和区，这与我们之前的推测是非常吻合的。当RC=1kΩ时，还没有出现饱和现象；当RC=10kΩ时，已经出现部分饱和；当RC=100kΩ时，大部分已经出现饱和；而当RC=1MΩ时，全部都已经出现饱和了。也就是说，当RB=100kΩ时，只有RC=1kΩ是比较理想的配置。

那么这个组合是不是最理想的呢？说不定RB=10kΩ会更好一些呢？我们同样来观察一下对应的计算数据，如表4.3所示为RB=10kΩ时对应的计算数据。

“我的上帝”，每一组数据都出现了负值，表示它们都已经出现饱和现象了。原因在于RB的阻值太小，这样IB就会过大，从而导致IC和RC两端的压降过大，很容易使三极管进入饱和状态。

所以，我们可以最终确定的阻值组合是：RB=100kΩ，RC=1kΩ。如果你想进一步确定两个电阻的精确值，可以重复上面的步骤进一步缩小阻值范围。实际上，我们对这些数据进行对比的目的就是观察偏置电路在各种阻值配置的情况下，三极管的外部特性是怎么样的，从而根据得到的电流与电压数据就可以初步判断哪种配置是相对比较合理的。

有人可能会说：这也太麻烦了吧。设计一个偏置电路还要弄这么多数据！确实是挺麻烦的，这种办法虽然是可行的，但是市面上的三极管型号那么多，你总不能逐个去测试这些数据吧。很明显，不可能，有些通用的方法能够让我们更方便地确定RB与RC。这就是接下来要提到的三极管的输入特性曲线与输出特性曲线，如图4.8所示为三极管输入与输出特性曲线的测试电路。

三极管输入与输出特性曲线测试电路的基本原理与我们刚刚进行的数据计算是一样的，就是对三极管的输入或输出回路施加一定的电压，测试相应电流，然后把数据记下来绘成曲线，没有什么区别，只不过比我们刚才手动计算更专业、更实用一些而已。

先来了解一下三极管的输入特性曲线，它是当三极管C-E之间的压降vCE为常数时，施加在三极管B-E之间的压降vBE与由此产生的基极电流iB之间的关系，通常用下式来表达：

我们很早就提过，三极管的发射结其实相当于一个二极管，所以三极管的输入特性曲线与二极管的伏安特性曲线差不了多少。有所不同的是，它与vCE有一定的关系。某NPN型硅管的输入特性曲线如图4.9所示。

当vCE=0V时，相当于三极管的C-E之间是短接的，此时的三极管就相当于两个同向并联的二极管，所以它的输入特性曲线与二极管的伏安特性曲线是相似的。

当vCE>0V时，输入特性曲线会往右平移，因为当vCE=0V时，基极电流相当于流过两个二极管中的电流的总和，而一旦vCE慢慢开始增加，流过集电结中的电流就会下降。换言之，在原来相同的vBE电压下，基极电流iB减小了，在输入特性曲线上的表现就是往右平移了。

前面我们提到过二极管都有一个开启电压vth，当vCE上升到接近vBE时（如0.5V），集电结是不导通的，流过集电结的电流近似为0。而当vCE>vBE后，集电结开始处于反偏状态，发射区注入到基区的一部分电子就被吸附到了集电区，输入特性曲线会进一步向右平移。但是，当vCE>1V之后，集电结两端的反偏电压足以将绝大部分电子吸附到集电区，所以更大的vCE对应的输入特性曲线可以认为是重合的，整个过程如图4.10所示。

需要注意的是：在三极管正常工作的时候，发射结正向压降vBE的变化不会太大，但基极电流iB的变化会比较大，而输入多出的电压自然是施加在基极限流电阻RB两端的电压。

再来看看输出特性曲线，它是在保证基极电流iB为常数的情况下，三极管C-E之间的压降vCE与集电极电流iC之间的关系，我们通常使用下式来表达：

例如，我们先设定一个基极电流iB，然后通过调整电源VCC来改变vCE，这样就可以得到类似如图4.11所示的一条曲线。

这条曲线的解读思路在讨论输入特性曲线时已经提过了。当vCE比较小时，三极管的集电结是正向偏置的状态（饱和状态），集电区从基区吸附过来的电子很少，从而导致集电极电流也比较小。当vCE持续增大时，iC增加得也很快，因为吸附到集电区的电子将随vCE的增加而增加。但是，当vCE超过一定的数值后，集电结的电场已经足够强，并且基区的大部分电子都已经被吸附到了集电区，所以即使vCE再提升，iC的增加量也并不多，此时三极管已经处于放大状态。

当我们设置多个不同的iB进行相同的测试后，就能够得到如图4.12所示的输出特性曲线。

输出特性曲线包含了很多有用的信息，如直流与交流放大系数，并且前面提过的三极管的状态也可以从特性曲线中看出来。当iB≤0时，三极管的集电极电流iC也很小，相应的区域称为截止区；当vCE比较小时，由于集电结处于正向偏置状态，所以三极管处于饱和区，只要vCE有所上升，集电区从基区吸附的电子就会有很大的提升，因此iC的提升也会非常快；但是，当vCE增大到一定程度时，三极管的集电结因处于反偏状态而进入放大区，基区的大部分电子都已经进入集电区，此时增加vCE对iC的影响很小了。放大区的iB与iC呈现比例关系，即一个基极电流对应一个集电极电流，iC几乎不再受vCE的影响。

有人说：看起来三极管的放大区域还是挺大的。其实这并不都是三极管在放大状态时所有可以使用的区域，还有几个极限参数需要考虑。实际应用时不应超过相应值，否则三极管很有可能会被损坏。

首先，由于集电结处于反偏状态，所以我们要保证三极管能够正常工作，施加在三极管C-B之间的电压则不应该过大，否则集电结可能会被击穿。我们使用V（BR）CBO来标记集电结反向击穿电压，具体来讲，它是当发射极开路时测量得到的三极管C-B之间的最大反向击穿电压，其测试电路如图4.13所示。

我们以在三极管C-B之间施加电流源并调整电流源（而不是电压源）的方式来测量对应的V（BR）CBO，这样可以避免三极管被击穿后产生过大的电流而被烧毁。通常普通三极管的V（BR）CBO约为几十伏，高反压管可达数百伏甚至上千伏。

其次，虽然发射结在三极管正常工作的情况下处于正向偏置状态，但是仍然要关注可能（意外）出现的反向偏置电压。我们用V（BR）EBO来标记发射结反向击穿电压，其测试电路如图4.14所示。

需要特别注意的是：普通三极管的V（BR）EBO只有几伏，有的甚至还不到1V。原因在于三极管的发射区是高掺杂的，所以形成的有效PN结是很薄的，如图4.15所示为三极管的发射结。

我们前面提过，PN结比较薄时容易产生齐纳效应的击穿现象，而齐纳击穿电压一般不大于7V。需要明确指出的是，发射结被击穿是毁灭性的（对于集电结却并非如此），此时三极管的β将永久性地变小。虽然这并不妨碍发射结在集成电路设计中作为稳压管产生参考电压（因为在这种应用中，我们通常也并不关心β下降带来的影响），但是对于放大电路应用中发射结的反向偏置电压可能会超过VBR（EBO）的场合，必须添加保护电路。三极管常用的两种保护电路如图4.16所示。

在图4.16（a）所示的电路中，当三极管的发射结出现过高的反偏电压时，二极管VD1因正向偏置而导通，由于导通后的压降不大于1V，所以施加到VT1的反向偏置电压不会超过V（BR）EBO。

在实际应用的电路中，还有可能会出现三极管的发射极电位比集电极电位更高的现象，由于三极管相当于两个背靠背连接的二极管，此时集电结是正向偏置的，所以反向电压几乎全部施加在发射结的两端，如图4.17所示为发射结的另一种反向偏置状态。

为了避免发射结被反向电压击穿，可以在三极管的C-E之间反向并联一个保护二极管，如图4.16（b）所示，我们将会在串联型稳压电路中看到这种保护电路的实际应用。

再次，三极管的C-E之间能够承受的电压也不是无限的。当vCE增加到一定程度时，三极管也有可能会被击穿，我们使用V（BR）CEO来标记。具体来讲，它是当基极开路时测量得到的三极管的C-E之间允许施加的最大电压。

细分起来，存在几种不同的C-E击穿电压，它们分别为V（BR）CEO、V（BR）CER、V（BR）CES和V（BR）CEX。不同C-E击穿电压的测试电路如图4.18所示。

这些击穿电压的大小通常有如下关系：

V（BR）CEO<V（BR）CER<V（BR）CES<V（BR）CEX　（4.7）

在数据手册中一般都会给出V（BR）CEO。在实际应用中，虽然大多数三极管的基极对地都会连接（或等效为）一个电阻，此时对应的C-E击穿电压为V（BR）CER，但是由于VBR（CEO）<V（BR）CER，所以把VBR（CEO）作为极限值是不会有问题的。

同样，集电极电流IC也不可能是无限大的。当三极管的集电极电流IC比较大的时候，会出现这样一种情况，即如果再继续增加IC，β就会开始下降。我们用ICM表示当β下降到正常值的2/3时所允许的最大集电极电流。虽然集电极电流超过ICM并不至于使三极管立刻损坏，但是β的明显下降会影响电流放大的质量（出现失真）。一般小功率管的ICM约为几十毫安，大功率管的ICM可达数安以上。图4.19显示了某三极管的β与IC（以及温度）之间的关系。

另外，在三极管正常工作时，三极管的C-E之间总会有一定的压降，并且集电极电流也肯定不为0，由于它们的乘积就是三极管消耗的功率，这些功率以热能的方式被消耗掉，所以会导致三极管集电结的结温升高。通常我们使用PCM表示集电极最大的允许功耗（或耗散功率），超过PCM时三极管的性能会变差，甚至会被烧毁。

包含极限参数的输出特性曲线如图4.20所示。

我们把极限参数ICM、V（BR）CEO和PCM对应曲线包含的区域称为安全工作区（Safe Operating Area, SOA），在实际中对三极管进行选型时，不应该超过安全工作区。这样，去除饱和区与截止区，剩下能够用于放大的区域已经不是我们原来想象的那么大了。

从以上内容可以看到，输入与输出特性曲线可以比较全面地体现三极管处于放大状态时对应的电压与电流参数，这样我们也就可以快速而合理地设置三极管的工作状态了。假设某三极管的输入与输出特性曲线如图4.21所示，同样给图4.7所示的电路选择相应的基极电阻RB与集电极电阻RC。

由于iB的最大值为50μA，而VBB的最大值为6V，所以我们可以计算出RB约为120kΩ。50μA对应的iC约为5mA，为了避免三极管进入饱和区，我们假设VCE为6V，这样就可以计算出RC约为1.2kΩ。也就是说，三极管偏置电路中的RB可以根据输入特性曲线来设置。同样的，在确定集电极电阻RC的时候，在保证三极管不进入截止或饱和状态（且处于安全工作区域以内）的情况下，只需要根据输出特性曲线设置即可，这样就不会将iC设置得过大或过小。

仔细想来，好像跟我们手动计算的差别并不大，但特性曲线还可以反过来直观地判断：我们选择的三极管型号是否符合放大电路的要求。例如，需要对1mA的基极电流进行放大，这个特性曲线对应的三极管可能就无法胜任了。

讨论了这么多关于输入与输出特性曲线相关的内容，那它与最开始的手动计算来选择电阻组合的配置方式有什么关系呢？实际上，之前所有计算的数据都隐含在这两个曲线里面，如图4.22所示。

我们之前计算三极管放大电路的主要数据包括基极电流iB、集电极电流iC和C-E之间的压降vCE。当我们在输入回路中确定了一个基极电流iB1的时候，被三极管放大后，会有一个集电极电流iC1和一个vCE1。同样的，确定一个iB2的时候，也有对应的iC2与vCE2。每确定一个iB，就有一个对应的iC与vCE。

然而，有人可能还存在一个疑问：虽然特性曲线能够协助我们将三极管配置为放大状态，但是能够满足要求的RB与RC组合仍然非常多。例如，iB=50μA时，vCE设置在3～10V之间似乎都可以，那到底在哪种情况下是最佳的呢？这貌似是个很有水平的问题。就相当于你在说，我希望技术水平最佳，希望全国人民的生活水平最佳。但关键的问题是什么才是最佳呢？如果不先弄明白这个问题，就算你设计的放大电路确实处于最佳状态，你也无法觉察到。所以现阶段讨论“最佳”的问题还为时尚早，后续我们再会吧。

前面讨论的关于三极管的电气参数只是其中一部分，我们来阅读一下型号为2N2222A的三极管的部分数据手册，如表4.4所示。

在最大额定值（极限参数）中，电极之间的击穿电压的测试条件使用相应电极的电流值来代替。例如，VCBO的测试条件为IE=0，其含义与发射极开路（Open Emitter）相同。

值得注意的是：V（BR）CEO大约为V（BR）CBO的一半，这一点似乎有点难以理解。因为V（BR）CBO表示集电结的反向击穿电压，而V（BR）CEO相当于是集电结与发射结反向串联后的反向击穿电压，此时集电结是反偏的，而发射结是正偏的，按道理V（BR）CEO怎么也应该比V（BR）CBO要大那么一点点（一个二极管导通压降）吧，怎么反倒下降了一大半？我们暂且按下不表，容你思量一番，继续来阅读数据手册。

在电气特性参数中，集电极截止电流ICBO就是我们前面提到的集电极-基极之间的反向饱和电流，它是在发射极开路时测试得到的，其测试电路如图4.23所示。

前面我们已经提过了，ICBO是由少数载流子形成的，其大小取决于温度和少数载流子的浓度。在温度一定的条件下，ICBO基本上是常数。一般硅三极管的ICBO是纳安级别的，而比较好的小功率锗三极管的ICBO是微安级别的。我们之所以重点提到ICBO，是因为它是衡量三极管稳定性的一个重要参数。如果你的电路系统工作的环境温度变化很大，应该优先选择硅三极管。

需要注意的是，还有一个参数需要关注，即集电极-发射极反向饱和电流ICEO，它是当基极开路时在C-E之间施加一定电压而测量得到的电流，其测试电路如图4.24所示。

由于ICEO从集电区穿过基区流过发射区，所以也称为穿透电流，数据手册当中一般没有标出这个参数，因为它与ICBO之间遵循以下关系式：

ICEO=（1+β）ICBO　（4.8）

我们可以这样来理解式（4.8）：当按照图4.24所示的电路进行测试时，发射结是正向偏置的，所以发射区有较多的电子注入到基区，而集电结处于反向偏置状态，所以集电区的少子（空穴）会漂移到基区。由于基极是开路的，注入到基区的电子与空穴必然将进行复合，复合形成的电流即ICBO。又由于电子的数量远大于空穴，所以复合后仍然还有大量电子将继续漂移到集电区而形成集电极电流。而发射区每向基区提供一个复合用的电子，就要向集电区提供β个电子。也就是说，到达集电区的电子数量等于基区复合数的β倍，即产生的电流为βICBO，所以发射极的总电流为（1+β）ICBO，如图4.25所示为ICEO与ICBO的载流子关系。

实际上，式（4.8）也可以从式（3.7）推导出来。由于测试ICEO时基极是开路的，所以IB=0，而此时的集电极电流IC就是穿透电流ICEO，则有：

我们前面提过，ICBO会随温度的上升而上升，而穿透电流ICEO是ICBO的（1+β）倍，所以ICEO随温度的变化量会比ICBO更为明显，它也是衡量三极管质量的一项重要指标。也正因为如此，在选用三极管时，不能只考虑β的大小，也应该注意选择ICBO较小的管子，而且β一般也不能选择过大，以避免ICEO过大而引起的热稳定性问题，这一点在功率放大电路设计过程中还会详细讨论。

ICEO与ICBO之间的关系就可以解释“VBR（CBO）为什么会比VBR（CEO）还要大”。由于基区与集电区都是低掺杂的，所以集电结的宽度相对比较大，它所产生的击穿现象属于雪崩效应机制。我们提到过，雪崩击穿是由于载流子在较宽的空间电荷区被加速后，将共价键中的电子碰撞出来而产生的连锁反应。换言之，如果载流子相对较多的话，雪崩效应就会更明显，也就更容易发生击穿现象，而测试VBR（CEO）时对应的ICEO却是测量VBR（CBO）时对应ICBO的（1+β）倍；接下来发生的故事你应该已经猜到了吧！

我们还可以看到电气参数中有一个ICEX，它与ICEO有什么区别呢？实际上，这两者之间的关系与VCEO和VCEX的关系是一样的，只不过测试电路不同而已。ICEO是基极开路时测量得到的，而ICEX则是在基极-发射极之间施加一定的反向电压而测量得到的，数据手册当中施加的电压为-3V。

另外，数据手册中的直流放大系数是使用hFE来表示的，也就相当于“头顶”有一横的符号，至于其他目前尚未讨论的参数，我们将在后续章节中陆续讲解。

数据手册中标出的电气参数主要是为了方便工程师的应用，换言之，如果用来全面分析三极管放大电路还是远远不够的，所以后续我们将选择Multisim软件平台元器件库中对应型号为2N2222A的三极管进行放大电路的分析与验证，它的模型参数如表4.5所示。

你现在可以稍微浏览一下表4.5，后续章节的一些计算过程会随时参考到这个表格，这里只讨论其中两个参数，其一是理想正向电流放大倍数BF，它的意义等同于hFE，虽然严格来讲有一点区别，但现阶段你可以认为两者是一样的；另一个是理想反向电流放大倍数BR，什么意思呢？这就要涉及三极管的第4种状态了，即倒置/反向放大状态。我们知道，三极管在处于放大状态时发射结正偏而集电结反偏，如果我们把发射结与集电结互换过来使用（发射结反偏而集电结正偏），电路是不是也可以用呢？有没有电流放大能力呢？处于倒置状态的放大电路如图4.26所示。

从表4.5中可以看到，BR是比较小的，还不到1，这一点从三极管的电流放大原理很容易预料到。BR的典型范围为0.01～1，与高达数百甚至上千的BF相比有数量级上的差别。尽管三极管处于倒置状态时仍然可以工作，但由于发射结是反向偏置的，所以务必要特别注意V（BR）EBO的极限值。另外，在这种状态下虽然也有一些应用电路（例如，利用发射结击穿特性构成的振荡电路），但由于其的使用并不广泛，因此本书不做讨论。